应用说明数据转换器的电压基准选择与设计技巧由于我最近在做这个方向的内容就顺便翻译了一下这个文档希望能帮助到需要的人本翻译文档发布已获Texas Instruments (TI)批准。本文来自 Ti 同名文章并做部分修改。原文标题为:Voltage Reference Selection and Design Tips For Data Converters原文连接: https://www.ti.com/lit/an/snaa320b/snaa320b.pdf摘要在设计数据转换器系统时为具体应用选择合适的电压基准非常重要。每一种数据转换器 (例如模数转换器 ADC 或数模转换器 DAC) 都需要一个基准电压 (VREF)该基准电压可以集成在数据转换器内部也可以由外部源提供。就像 ADC 的分辨率一样电压基准也有一些关键的性能指标这些指标会将不同电压基准区分为不同的精度等级。因此为了在满足系统约束条件的前提下实现尽可能高的分辨率有必要选择正确的电压基准。1. 引言电压基准 (VREF) 对于高精度信号链应用往往是必不可少的。这是因为典型的信号链中包含数据转换器例如模数转换器 (ADC) 或数模转换器 (DAC) 它们用于测量或产生精确的信号。在信号链中电压基准的输出通常是数据转换器可获得的最精确电压来源因为许多信号链应用对增益误差或噪声误差的变化非常敏感。设计人员必须考虑这些误差会如何影响整个系统。理解电压基准的各种误差来源对于认识集成式电压基准与外部电压基准各自的优势与局限非常重要。2. 模数转换器误差要为某个信号链应用选择合适的电压基准源就必须理解电压基准的各项规格参数 。影响信号链元件 (如 ADC) 的主要误差有增益误差、噪声误差和动态误差。在 ADC 中增益误差属于静态误差它会在 ADC 的连续采样期间对每一次采样都产生影响并且可以通过校准进行减小甚至消除。噪声误差则会以独立、随机的方式影响每一个采样点它是半导体器件及其架构固有的误差来源。噪声误差的例子包括 1/f 噪声和宽带噪声。在 ADC 中噪声会影响所有测量结果无法被完全消除但可以通过滤波或采用数字处理技术进行衰减。动态误差是由电源轨快速开关或负载电流变化引起的误差。它通常与 ADC 的输入电源轨相关但同样也适用于电压基准输出端发生的任何快速切换行为。本文所讨论的动态误差主要聚焦在“下垂误差droop error”上该误差与数据转换器的架构以及电压基准的输出级特性有关。增益误差、噪声误差和动态误差都会受到电压基准性能的影响。表 2-1给出了电压基准与 ADC/DAC 搭配的一般性指导原则但具体选择仍可根据系统需求灵活调整。本文将解释这些选择背后的原理与依据。表 2-1 数据转换器的电压基准推荐示例3. 电压基准直流误差(DC Error)电压基准的直流误差是由多种静态误差累积形成的结果。要正确理解这种误差何时会影响测量结果以及对整个系统的影响程度就必须弄清楚这种误差是如何产生的、其来源是什么。电压基准的直流误差会在信号链中体现为数据转换器 (例如 ADC) 的增益误差或者在电平移位 (level shifting) 应用中体现为一个直流偏置 (offset)。例如 ADC 单电源供电只能测 0VREF 范围的电压但你的被测信号是以 0V 为中心的交流±信号我们一般就会给它加一个直流偏置把整条波形搬到正电压区间 如果原本应该以 1.65V 为中心现在因为直流误差变成 1.67V这就会带来测量偏置。增益误差 (相当于比例尺不准) 对 ADC 的重要性取决于你正在进行的测量类型它对直流或非常低频的测量例如电压、电流测量影响往往更大。此外这种增益误差在基于时域的测量中同样明显。表 2-1给出了示例性的电压基准推荐方案基于 ADC 分辨率并结合电压基准的直流误差以便在系统中实现较低的增益误差。若要理解与电压相关的关键参数建议参阅《Voltage Reference Selection Basics(电压基准选择基础)》。3.1. 初始精度与焊接偏移(Solder Shift)(注此处 Solder Shift 是指器件在经过焊接过程中受到热冲击或者芯片内部应力变化等因素导致芯片性能参数发生变化的现象。后文统称焊接偏移。)系统的初始精度initial accuracy决定了在 25°C 时参考电压与其标称电压nominal voltage之间的接近程度。该电压偏差通常以百分比形式给出一个最大偏差值。初始精度的典型范围为 0.05% 到 2%即 50020,000 ppm。如此宽的初始精度范围可以用来将电压基准划分为不同的精度等级例如表 3-1 所示。另外初始精度这一指标只在电气特性表中所规定的条件下才成立。表 3-1 初始精度一个常见误解是在 25°C、已焊接到 PCB 上的电压基准误差只是‘初始精度’的一部分。这个说法不对因为任何被焊接的器件都会经历一次初始热冲击这会影响器件的初始精度。由焊接偏移引起的偏差并不总是在数据手册中报告即便未报告它也是始终存在的物理现象。如果设计要求器件经历多次回流焊那么预期偏差会更大。对于已焊接器件要将焊接偏移与初始精度区分开来非常困难。注意初始精度与焊接偏移不包含长期漂移、热滞回或温度漂移带来的精度变化初始精度initial accuracy和焊接偏移solder shift都属于增益误差gain error两者都可以通过校准消除。这在超高分辨率系统中很常见但在低分辨率系统中由于校准成本的原因并不常见。在低分辨率系统中电压基准的直流误差往往主要由初始精度和焊接偏移决定它们常常是占比最大的误差项之一 。如果系统不做校准那么初始精度往往是主导因素因此应选择初始精度更好的器件以降低总误差。在更高分辨率系统中初始精度和焊接偏移必须通过校准“校掉”因为即便器件之间只有 0.1% 的精度差异也可能严重劣化 18 位分辨率系统的性能。因此通常会在 25°C 下测量电压基准的输出电压以获得其相对标称值的偏差。掌握了这个偏差值后就可以在数字计算中将其纳入补偿使其影响变得可以忽略甚至等效不存在。3.2. 温度漂移(Temperature Drift)温度漂移Temperature Drift是指参考电压随温度变化而产生的变化量。该指标通常采用“盒式法”box method来定义。关于盒式法如何计算的更多细节可以参考 TI 的《Voltage Reference Selection Basics(电压基准选择基础)》白皮书。在选择合适的温度漂移指标时需要考虑其非线性特性带来的若干因素。一个重要的点是温漂指标通常以“平均值”的形式给出而在某些特定温区内实际漂移可能会更大或更小。温度漂移曲线的形状会因电压基准的架构以及所采用的曲率校正方法不同而呈现出线性或非线性的差异。一个常见的误解是电压基准的核心结构例如埋藏齐纳基准 buried zener 或带隙基准 bandgap决定了器件最终的温漂曲率。事实并非如此因为大多数电压基准核心周围都会配有用于修调trimming和温度曲率调整的外围电路这些电路会对原始核心的温度特性曲线进行修正从而改变核心本身的温度曲线形状。表 3-2展示了温度漂移与百分比误差之间的关系用以说明如何将温度漂移与精度指标进行对比。表 3-2温度系数转为百分比误差3.3. 线性调整率Line Regulation线性调整率是指在规定的工作范围内当供电电压发生变化时电压基准输出电压随之变化的程度。线性调整率带来的误差会直接体现为增益误差gain error。这一点对电池供电系统尤为关键因为随着电池电量下降输入电压会逐步降低。为了改善系统的线性调整率表现通常会用一颗线性调整率指标更好的 LDO 来给电压基准供电从而提高整个系统的线性调整率性能。同样地如果电压基准的输入电压 VIN 会因为同一电源轨上存在其他负载而产生波动这种做法也适用。4. 直流误差计算为了确保系统满足增益误差指标首先需要把增益误差表征为一个可用于计算的数值。这一点很重要因为增益误差对信号链的影响方式与动态误差、噪声误差不同。例如当电压基准为 ADC 提供参考电压时电压基准的直流误差会与 ADC 自身的增益误差叠加在一起。在测量信号时这意味着增益误差会按比例对 ADC 的模拟输入信号进行缩放如图 4-1所示。增益误差会表现为最终 ADC 转换结果的不准确性但可以通过校准将其影响降到很低。增益误差的最大影响通常出现在 ADC 的正满量程或负满量程附近。图 4-1. 有增益误差情况下的 ADC 输入与输出关系使用集成式 (内部) 电压基准来表征信号链误差时会遇到一个问题通常内部电压基准的表征深度不如外部电压基准很多情况下也不会给出 最大值/最坏情况(worst case) 这类极限指标。因此计算系统在最坏情况下的增益误差会变得很困难。这个问题可以通过使用外部电压基准来解决。之所以需要掌握这些极值(extrema)主要是因为不同系统的校准程度并不相同。比如如果某个信号链只在 25°C 做了增益误差校准那么在 25°C 这一点上增益误差会被明显降低但如果同一系统在实际使用中经历了环境变化温度、电源等增益误差就会发生变化而这些变化若未被补偿就可能使对误差非常敏感的系统超出容差范围。很多应用场景下内部电压基准已经足够使用但在另一些应用中内部甚至可能根本没有集成电压基准可用。图 4-2. ADC 增益误差系统误差的计算通常有两种方法最坏情况法(worst-case) 和均方根合成法(RSSroot sum squared)。这两种计算方式的主要区别在于如何将系统中的各个单项误差合并起来。在最坏情况法中各项误差都取各自规格所允许的最大极值最大偏差并将它们直接相加。这样得到的误差结果能够覆盖所有器件个体差异的组合情况因此是一个“包络”式的保守估计。最坏情况误差如式(1)所示为所有误差项的加和并覆盖所有测试条件与规格限制。作为最坏情况法的替代方法均方根合成法基于统计公差分析如式(2)所示当各误差项相互不相关uncorrelated时适用。现实中系统的实际误差通常介于两种计算结果之间但一般会更接近 RSS 的结果。电压基准的总增益误差是由初始精度、温度系数等各类误差累积形成的。要计算总误差必须先将所有误差统一换算到相同的单位中例如 ppm百万分之一。电压基准的总增益误差还可以通过校准进一步降低因为校准能够消除诸如初始精度、温度漂移这类静态误差如表 4-1所示。在本示例中为了便于说明焊接偏移solder shift、长期漂移long term drift、负载调整率load regulation、线性调整率line regulation以及焊接偏移等误差项以及其他一些误差被省略了但若要更准确地表示 VREF 的总误差可以将这些误差项也纳入计算。其他未在这里提及的误差项可参见表 2-1。表 4-1 展示了如何采用 RSS 方法将各项误差合并。表 4-1.REF3425 示例在表 4-1中可以看到在不同条件下总增益误差的对比以及校准的重要性。通过使用公式3并结合已知的 ADC 分辨率可以计算出信号链的增益误差会影响多少个 LSB最低有效位。5. 校准在许多信号链应用中系统校准往往是必要的用于消除增益误差和偏置误差。校准可以去除电压基准的直流误差从而降低增益误差但降低的程度取决于所采用的校准方法。通常可以将校准分为两大类单点校准(single-point calibration) 和多点校准(multi-point calibration)如表 5-1所示。表 5-1.电压参考校准方法单点校准single-point calibration是指只在一个温度点上进行的校准。这个温度点通常选在 25°C或者系统的典型工作温度。此类校准的好处是校准完成后可以消除电压基准的直流误差从而降低增益误差。单点校准可以通过多种方式实现例如工厂校准、开机校准、运行时校准。工厂校准是在装配与测试环节完成的。在装配测试现场可以将数据转换器的输入或输出与一个非常精确的电压标准进行比对。利用两者之间的差值ADC 或微控制器可以把该偏差值存储在内部并根据测得的差异对输出或计算结果进行修正。这种校准的优点是测量精度可以做得很高信号链系统本身也不需要内置自检Built-In Self Test, BIST。缺点是校准无法在实际使用现场进行无法考虑器件随时间老化带来的漂移也无法预先覆盖系统实际运行时的温度条件。开机校准和运行时校准同样属于单点校准它们的优势在于可以在实际使用现场消除电压基准的直流误差。这意味着系统中的温度影响和老化影响能够被纳入校准结果。但由于通常缺乏高精度电压标准源这类校准的精度可能无法达到工厂校准的水平。此外为了支持开机或运行时校准往往需要引入内置自检机制可能还需要额外器件从而增加系统复杂度。单点校准的一个主要缺点是它只在某一个温度点上有效。当温度发生较大变化时电压基准会产生额外的直流误差从而使数据转换器的增益误差增大。多点校准可以弥补这一缺陷因为它可以在多个温度点进行校准。在图 5-1中可以看到通过多点校准可以显著降低温度漂移误差在多个温度点测量差异并建立温度特性曲线temperature profile然后用该曲线对最终测量结果进行修正。通常增益误差的修正是以乘法系数的形式作用到数据转换的最终结果上。在这个示例中3 点校准将温度漂移误差降低了约 3 倍而 6 点校准则将误差降低了 10 倍以上。这里 3 点与 6 点校准后的曲线是通过计算相邻测量点之间的斜率分段线性近似并将该分段线性结果从未校准值中扣除来得到的。通过掌握系统误差设计人员可以在数字域消除增益误差例如将数据转换结果乘以 (uncalibrated VREF / calibrated VREF) 的比例系数进行补偿。温度校准在较小的温度窗口内会更有效因此设计人员必须了解器件实际经历的工作温度范围。在图 5-1中未校准的曲线呈二次函数形状但不同器件之间可能会有所差异温度漂移曲线可能表现为一次到更高阶的曲率形态。由于温度漂移在不同器件之间存在差异若对多颗器件使用同一条温度特性曲线profile来校准可能很难把误差一致地校正掉。因此我们建议对每颗电压基准分别建立并使用其专属的校准曲线unique profile。多点校准的缺点是会增加成本与校准时间并且并非所有温度曲率都容易校准。为避免进行多点校准选择一颗初始精度更高、温度漂移性能更好的电压基准器件往往是一个很有吸引力的方案。图 5-1. 基于校准曲线的温度漂移误差在表 3-2中温度漂移误差被换算成百分比误差这样就可以很方便地与初始精度误差进行对比。需要注意的是这里的误差指的是在未校准系统中相对于 25°C 的最大最坏情况偏离值。大多数器件在实际情况下并不会达到这么大的偏离。在低分辨率系统中选择温度漂移指标更小的器件通常更实际因为温度校准可能耗时且成本较高。而在高分辨率系统中情况会更复杂为了最大化 ADC 的性能必须尽量减小温度漂移尤其是当信号链中还包含其它信号调理器件、且这些器件自身也存在温度漂移时这一点就更关键。6. 电压基准噪声误差噪声误差之所以重要是因为无论采用何种校准方法噪声误差都无法在系统中被完全消除并且噪声误差会在数据转换器的连续采样之间呈现出不同的表现也就是每个采样点的噪声可能不一样。当电压基准带来的噪声较大时要在高精度数据转换系统中获得稳定一致的有效分辨率会变得很困难。噪声通常可以分为两类1/f 噪声和宽带噪声broadband noise。6.1. 1/f 噪声1/f 噪声是一种低频噪声主要分布在 0.1 Hz 到 10 Hz 的频段内也称为闪烁噪声flicker noise。这种噪声之所以棘手原因在于它的频率非常低要把它通过滤波有效抑制往往需要很长的采样时间也就是更长的测量/平均窗口在实际系统里很难做到。在进行直流DC测量时1/f 噪声的影响通常比宽带噪声更大因为它频率太低基本无法用“工程上可接受”的方式滤除。降低电压基准的 1/f 噪声最有效的办法是选用 1/f 噪声指标更低的电压基准器件并尽量选择较低的输出电压档位因为噪声幅度会随输出电压而缩放output voltage 越高噪声通常越大。6.2. 宽带噪声Broadband Noise宽带噪声是一种在器件整个频率范围内近似“平坦分布”的噪声也称为宽频噪声wideband noise。与 1/f 噪声不同宽带噪声在整个频率范围内对系统的影响相对均匀因此无论采用 RC 滤波还是采用数字滤波技术在工程上都比较可行去尽可能滤除这类噪声。所有电路都会存在宽带噪声同时电路本身也存在带宽限制bandwidth limitation该限制会约束宽带噪声的影响范围所以噪声并不会无限大。宽带噪声的规格通常以两种方式给出一是 10 Hz 到 10 kHz 频段内的输出噪声积分后的输出噪声常用 RMS 表示二是输出电压噪声密度output voltage noise density例如 nV/√Hz。积分噪声与噪声密度之间的换算方法可以参考 TI Precision Labs 的噪声系列资料。设计人员可能遇到的一个问题是噪声与静态电流quiescent current通常呈反比关系因此在低功耗系统中要实现低噪声会比较困难。6.3. 电源抑制比PSRR电源抑制比Power Supply Rejection RatioPSRR可以理解为“输入电源噪声向输出端传递的衰减系数/转换系数”用来描述电源端的扰动有多少会耦合到参考输出上。PSRR 通常在很宽的频率范围内给出例如 10 Hz 到 10 MHz。大多数串联型series电压基准由于其固有的架构具备较强的 PSRR因此在配合旁路电容和负载电容的情况下它们非常适合用于应对噪声较大的电源线环境。若要进一步提升 PSRR建议确保电压基准的输入电源来自 LDO而不是直接由开关电源器件供电。对于并联型shunt基准来说PSRR 的概念可以类比为“动态阻抗dynamic impedance”因为并联基准的 PSRR 通常不如串联基准高。在电源噪声较大的情况下增大电源去耦电容也有助于改善 PSRR 表现从而降低整体的高频噪声影响。6.4. 噪声示例在分析信号链中的噪声时首先要看噪声会如何影响 ADC 的动态性能因为在交流AC与高频测量中信噪比SNR是最重要的指标之一而这类测量在很多应用中都很常见。公式4给出了最常用的 SNR 计算公式因为它对应的是一个理想的 N 位 ADC 在性能良好情况下所能达到的最高 SNR 水平。为了观察外部电压基准对系统的影响可以先看公式5中 ADC 端的总噪声。ADC 的总噪声RMS是由 ADC 自身噪声与电压基准噪声这两部分不相关噪声合成得到的。由于这两类噪声互不相关如果希望电压基准对 SNR 的影响尽可能小那么电压基准的噪声必须至少比 ADC 的噪声小 5 倍如公式6所示。在电压基准的数据手册中噪声通常以两种形式表述闪烁噪声flicker noise也就是 1/f 噪声和宽带噪声wideband noise。图 6-1.LM4050 噪声电压与频率的关系图在图 6-1中给出了从 1 Hz 到器件全频范围的频域噪声曲线。在该图中噪声密度水平为 k 432nV/√(Hz) 拐角频率为 Fc 65Hz 。此外闪烁噪声的下限频率为(FL) 0.1Hz 上限频率为(FH) 10Hz。有了这些信息就可以计算闪烁噪声的 RMS 值计算方式如下闪烁噪声flicker noise的另一种表示方式见图 6-2宽带噪声wideband noise见图 6-3。图 6-2. REF3425 0.1Hz 至 10Hz 噪声图 6-3. REF3425 噪声性能10Hz 至 100kHz在这种情况下闪烁噪声按公式8进行计算。闪烁噪声flicker noise1/f 噪声基本无法通过滤波有效去除。因此允许的宽带噪声需要根据 ADC 的 SNR 指标要求来计算。由于闪烁噪声无法被滤除公式9给出了确定宽带噪声上限的方法。如果允许的宽带噪声上限低于电压基准自身的总宽带噪声那么就需要通过滤波把多余的宽带噪声成分衰减掉。公式10给出了如何计算所需的截止频率cutoff frequency。7. 动态误差电压基准驱动能力SAR ADC 的逻辑会先对输入信号进行采样然后才开始数字转换。在此之后SAR ADC 会在每一位每个 bit的转换过程中于合适的时刻对 VREF 进行采样。因此在每一位转换时ADC 的参考引脚上都会发生一次电荷再分配charge redistribution。该过程产生的峰值电流大小与数据转换器的时钟频率成正比。进行 MSB最高有效位转换时需要在电容上获得最大的电荷而进行 LSB最低有效位转换时所需的电荷最小。因此从 MSB 到 LSB 的转换过程中参考引脚电流会发生变化。这种电流变化会通过电压基准的输出阻抗引起输出电压的波动而这种波动会被等效为非线性误差non-linear error。图 7-1. SAR ADC 采样架构图 7-2. SAR ADC 电压参考值的电流消耗情况图 7-2给出了一个瞬态电流的波形示例在 TI 的 12 位 SAR ADCAD7049上当输入为 1 V、以 REF3433-Q1 作为基准源、采样CS频率为 2 MHz、时钟频率为 64 MHz 时AVDD参考引脚处的瞬态电流情况。参考引脚上的负载电容为 10 µF。电流的测量方法是在 ADC 的参考引脚与 REF3433Q 的输出之间串入一个 500 Ω 电阻通过测量该电阻上的压降来换算电流。每次转换的时间周期为 0.5 µs。数据转换发生在第 3 个时钟到第 14 个时钟之间对应从 MSB 到 LSB 的逐位转换占一个周期的前半段参考 ADC 数据手册。在转换过程中每一个时钟都会因电荷再分配而产生电流尖峰。可以看到这些电流尖峰从 MSB 到 LSB 呈非线性变化。对于 1 V 输入SAR ADC 在转换期间从参考引脚汲取的最大电流约为 600 µA而且该电流会随输入幅值变化。这会导致电压基准器件输出出现非线性的变化从而在 ADC 输出中引入谐波失真。为了提高对这种开关负载的驱动能力必须在 SAR ADC 的参考引脚附近放置电容并且所选电容还需要考虑电压基准的稳定性要求。如果电流需求非常大例如一个基准同时驱动多颗 ADC可以在基准输出端加一个低噪声缓冲器buffer。另一个需要关注的问题是并联型shunt基准的输出引脚到 ADC 参考引脚之间走线的电阻。走线上的最大压降必须远小于 LSB/2。走线压降等于走线部分的电阻乘最大电流 (Rtrace×Imax)并且该压降会直接叠加到负载调整率load regulation误差中。同时还需要尽量缩短走线长度以降低走线电感。为了最小化这些误差电压基准应尽量靠近 ADC 的 VREF 引脚放置。如果所选电压基准带有 VOUT sense输出取样/远端采样引脚则可以通过将 sense 引脚连接到 ADC 的参考引脚来消除走线电阻带来的问题。8. 低功耗应用在低功耗且高精度的设计中关键在于在不降低设计性能的前提下尽量限制信号链中各个器件的静态电流IQ。一个典型的信号链通常包含传感器、放大器、数据转换器、微控制器、电压基准、接口等组件它们都会对系统的总电流预算产生贡献。因此为了降低整机功耗应优先选择静态电流更低的器件。现场变送器Field Transmitter就是一种典型的低 IQ 设计的例子在这种系统中每个器件的电流消耗都会影响整体功耗预算。图 8-1 展示了现场变送器的典型功耗预算分配情况。图 8-1. 无线发射器的典型功率预算图 8-1显示:REF35 电压基准芯片对总电流预算的贡献仅为 0.02%对于典型的两线制变送器总电流预算约为 3 mA因此选择 REF35 并不会对整体电流预算造成明显负担。尽管 REF35 的静态电流非常低650 nA它并没有在串联型基准的关键指标上妥协REF35 具备很高的初始精度0.05%、很低的温度漂移12 ppm/°C以及很低的本底噪声。此外REF35 还提供关断模式Shutdown Mode这一附加特性通过将芯片的使能脚拉低可以把器件的静态电流进一步降低到 0.1 µA 以下。这有助于在待机模式下降低信号链的总体功耗。因此在低功耗且高精度的设计中如果系统指标不能被牺牲那么为高精度 ADC 选择合适的电压基准就尤为重要。选择像 REF35 这样的基准器件可以帮助设计人员在不牺牲精度的前提下实现低功耗设计。版权与来源声明本文为个人学习笔记/技术解读含非官方中文翻译与个人补充示例原始资料来自 Texas Instruments (TI) 公开文档。原文版权归 TI 所有请以英文原文为准。本文不代表 TI 官方立场TI 不对本文译文及个人补充内容作任何保证或背书。Original content credited to Texas Instruments. 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